在现代电子设备中，电源（SMPS）因其高效、体积小等优点而被广泛应用。然而，能量转换系统必定存在能耗，尽管在实际应用中难以获得 100% 的转换效率，但一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近 95%。绝大多数电源 IC 的工作效率可以在特定的工作条件下测得，相关数据资料中也会给出这些参数。一般厂商会提供实际测量的结果，但我们只能对我们自己的数据担保。
图 1 给出了一个 SMPS 降压转换器的电路实例，其转换效率可以达到 97%，即使在轻载时也能保持较高效率。那么，采用什么秘诀才能达到如此高的效率呢？我们从了解 SMPS 损耗的公共问题开始。的损耗大部分来自开关器件（MOSFET 和），另外小部分损耗来自电感和电容。但是，如果使用非常廉价的电感和电容（具有较高电阻），将会导致损耗明显增大。选择 IC 时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。例如，图 1 采用了多种方法来降低损耗，其中包括：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的 MOSFET，低静态电流和跳脉冲控制模式。我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。
图 1. 降压转换器集成了低导通电阻的 MOSFET，采用同步整流，效率曲线如图所示
损耗是任何 SMPS 架构都面临的问题，我们在此以图 2 所示降压型（或 buck）转换器为例进行讨论，图中标明各点的开关波形，用于后续计算。
降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。为了达到这个要求，MOSFET 以固定频率（fS），在脉宽调制信号（PWM）的控制下进行开、关操作。当 MOSFET 导通时，输入电压给电感和电容（L 和 COUT）充电，通过它们把能量传递给负载。在此期间，电感电流线性上升，电流回路如图 2 中的回路 1 所示。
当 MOSFET 断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。电感电流线性下降，电流流过二极管，电流回路如图中的环路 2 所示。MOSFET 的导通时间定义为 PWM 信号的占空比（D）。D 把每个开关周期分成 [D × tS] 和 [(1 - D) × tS] 两部分，它们分别对应于 MOSFET 的导通时间（环路 1）和二极管的导通时间（环路 2）。所有 SMPS 拓扑（降压、反相等）都采用这种方式划分开关周期，实现电压转换。
对于降压转换电路，较大的占空比将向负载传输较多的能量，平均输出电压增加。相反，占空比较低时，平均输出电压也会降低。根据这个关系，可以得到以下理想情况下（不考虑二极管或 MOSFET 的压降）降压型 SMPS 的转换公式：
V OUT = D × VIN
I IN = D × IOUT
需要注意的是，任何 SMPS 在一个开关周期内处于某个状态的时间越长，那么它在这个状态所造成的损耗也越大。对于降压型转换器，D 越低（相应的 VOUT 越低），回路 2 产生的损耗也大。
接下来，我们详细分析开关电源的八大损耗。
图 2（以及其它绝大多数 DC - DC 转换器拓扑）中的 MOSFET 和二极管是造成功耗的主要因素。相关损耗主要包括两部分：传导损耗和开关损耗。
MOSFET 和二极管是，导通时电流流过回路。器件导通时，传导损耗分别由 MOSFET 的导通电阻（RDS (ON)）和二极管的正向导通电压决定。
MOSFET 的传导损耗（PCOND (MOSFET)）近似等于导通电阻 RDS (ON)、占空比（D）和导通时 MOSFET 的平均电流（IMOSFET (AVG)）的乘积。
PCOND (MOSFET) (使用平均电流) = IMOSFET (AVG)2 × RDS (ON) × D
上式给出了 SMPS 中 MOSFET 传导损耗的近似值，但它只作为电路损耗的估算值，因为电流线性上升时所产生的功耗大于由平均电流计算得到的功耗。对于 “峰值” 电流，更准确的计算方法是对电流峰值和谷值（图 3 中的 IV 和 IP）之间的电流波形的平方进行积分得到估算值。
图 3. 典型的降压型转换器的 MOSFET 电流波形，用于估算 MOSFET 的传导损耗
下式给出了更准确的估算损耗的方法，利用 IP 和 IV 之间电流波形 I2 的积分替代简单的 I2 项。
PCOND (MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS (ON) × D
= [(IP3 - IV3)/3] × RDS (ON) × VOUT/VIN
式中，IP 和 IV 分别对应于电流波形的峰值和谷值，如图 3 所示。MOSFET 电流从 IV 线性上升到 IP，例如：如果 IV 为 0.25A，IP 为 1.75A，RDS (ON) 为 0.1Ω，VOUT 为 VIN/2 (D = 0.5)，基于平均电流（1A）的计算结果为：
PCOND (MOSFET) (使用平均电流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W
利用波形积分进行更准确的计算：
PCOND (MOSFET) (使用电流波形积分进行计算) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W
或近似为 78%，高于按照平均电流计算得到的结果。对于峰均比较小的电流波形，两种计算结果的差别很小，利用平均电流计算即可满足要求。
MOSFET 的传导损耗与 RDS (ON) 成正比，二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压（VF）。二极管通常比 MOSFET 损耗更大，二极管损耗与正向电流、VF 和导通时间成正比。由于 MOSFET 断开时二极管导通，二极管的传导损耗（PCOND (DIODE)）近似为：
PCOND (DIODE) = IDIODE (ON) × VF × (1 - D)
式中，IDIODE (ON) 为二极管导通期间的平均电流。图 2 所示，二极管导通期间的平均电流为 IOUT，因此，对于降压型转换器，PCOND (DIODE) 可以按照下式估算：
PCOND (DIODE) = I OUT × VF × (1 - VOUT/VIN )
与 MOSFET 功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗与 I 成正比，而不是 I2 。
显然，MOSFET 或二极管的导通时间越长，传导损耗也越大。对于降压型转换器，输出电压越低，二极管产生的功耗也越大，因为它处于导通状态的时间越长。
由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的，很难估算 MOSFET 和二极管的开关损耗，器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中会产生功率损耗。图 4 所示 MOSFET 的漏源电压（VDS）和漏源电流（IDS）的关系图可以很好地解释 MOSFET 在过渡过程中的开关损耗，从上半部分波形可以看出，tSW (ON) 和 tSW (OFF) 期间电压和电流发生瞬变，MOSFET 的电容进行充电、放电。
图 4 所示，VDS 降到终导通状态（= ID × RDS (ON)）之前，满负荷电流（ID）流过 MOSFET。相反，关断时，VDS 在 MOSFET 电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的终值。开关过程中，电压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源，从图 4 可以清楚地看到这一点。
图 4. 开关损耗发生在 MOSFET 通、断期间的过渡过程
开关损耗随着 SMPS 频率的升高而增大，这一点很容易理解，随着开关频率提高（周期缩短），开关过渡时间所占比例增大，从而增大开关损耗。开关转换过程中，开关时间是占空比的二十分之一对于效率的影响要远远小于开关时间为占空比的十分之一的情况。由于开关损耗和频率有很大的关系，工作在高频时，开关损耗将成为主要的损耗因素。MOSFET 的开关损耗（PSW (MOSFET)）可以按照图 3 所示三角波进行估算，公式如下：
PSW (MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (t SW (ON) + tSW (OFF)) × fS
其中，VD 为 MOSFET 关断期间的漏源电压，ID 是 MOSFET 导通期间的沟道电流，tSW (ON) 和 tSW (OFF) 是导通和关断时间。对于降压电路转换，VIN 是 MOSFET 关断时的电压，导通时的电流为 IOUT 。
为了验证 MOSFET 的开关损耗和传导损耗，图 5 给出了降压转换器中集成高端 MOSFET 的典型波形：VDS 和 IDS。电路参数为：V IN = 10V、VOUT = 3.3V、I OUT = 500mA、RDS (ON) = 0.1Ω、fS = 1MHz、开关瞬变时间（t ON + t OFF）总计为 38ns。
在图 5 可以看出，开关变化不是瞬间完成的，电流和电压波形交叠部分导致功率损耗。MOSFET “导通” 时（图 2），流过电感的电流 IDS 线性上升，与导通边沿相比，断开时的开关损耗更大。
利用上述近似计算法，MOSFET 的平均损耗可以由下式计算：
PT (MOSFET) = PCOND (MOSFET) + PSW (MOSFET)
= [(I13 - I03)/3] × RDS (ON) × V OUT/VIN + 0.5 × VIN × I OUT × (tSW (ON) + t SW (OFF)) × fS
= [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10??) × 1 × 10?
= 0.011 + 0.095 = 106mW
这一结果与图 5 下方曲线测量得到的 117.4mW 接近，注意：这种情况下，fS 足够高，PSW (MOSFET) 是功耗的主要因素。
图 5. 降压转换器高端 MOSFET 的典型开关周期，输入 10V、输出 3.3V (输出电流 500mA)。开关频率为 1MHz，开关转换时间是 38ns。
与 MOSFET 相同，二极管也存在开关损耗。这个损耗很大程度上取决于二极管的反向恢复时间（tRR），二极管开关损耗发生在二极管从正向导通到反向截止的转换过程。
当反向电压加在二级管两端时，正向导通电流在二极管上产生的累积电荷需要释放，产生反向电流尖峰（IRR (PEAK)），极性与正向导通电流相反，从而造成 V × I 功率损耗，因为反向恢复期内，反向电压和反向电流同时存在于二极管。图 6 给出了二极管在反向恢复期间的 PN 结示意图。
图 6. 二极管结反偏时，需要释放正向导通期间的累积电荷，产生峰值电流（IRR (PEAK) ）。
了解了二极管的反向恢复特性，可以由下式估算二极管的开关损耗（PSW (DIODE)）：
PSW (DIODE) = 0.5 × V REV ERSE × IRR (PEAK) × tRR2 × f S
其中，VREVERSE 是二极管的反向偏置电压，IRR (PEAK) 是反向恢复电流的峰值，t RR2 是从反向电流峰值 IRR 到恢复电流为正的时间。对于降压电路，当 MOSFET 导通的时候，VIN 为 MOSFET 导通时二极管的反向偏置电压。
为了验证二极管损耗计算公式，图 7 显示了典型的降压转换器中 PN 结的开关波形，VIN = 10V、VOUT =3.3V，测得 IRR (PEAK) = 250mA、IOUT = 500mA、fS = 1MHz、 tRR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用这些数值可以得到：
该结果接近于图 7 所示测量结果 358.7mW。考虑到较大的 VF 和较长的二极管导通周期，tRR 时间非常短，开关损耗（PSW (DIODE)）在二极管损耗中占主导地位。
